2014年05月21日

技术分享:一款低压大电流开关电源的电设计

  为了以更低的功耗获得更高的速度和更佳的性能,要求电源电压越来越低,瞬态性能指标越来越高,因此对提出了越来越高的要求。用原有的电拓扑及整流方式已不能满足现在的要求,为了适应IC芯片发展的需要,人们开始研究新的电拓扑。因为输出电压很低,所以,同步整流自然成为这种低压电源的必然选择,考滤到产品的复杂程度及产品可靠性,同步整流一般选择自驱动同步整流,能与自驱动同步整流电较好结合的拓扑大致有三种:有源箝位正激变换器;互补控制半桥变换器;两级结构变换器。与两级结构变换器相比,有源箝位变换器和互补控制半桥变换器所用器件少,更具有吸引力。这两种变换器拓扑容易实现软开关,工作频率可以更高;变压器的磁芯可以双向磁化,磁芯的利用率高。针对一次整流电源输出的-48V(36~72V)电压,输入电压在较大(36~72V)的范围内变化时,互补控制的半桥电副边所得到的驱动电压变化范围太大,已不能适用来驱动MOSFET管。因此,有源箝位自驱动同步整流正激变换器是低压必然选择的电拓扑。

  有源箝位同步整流正激变换器的电拓扑如图1所示,DC-DC有源箝位ZVS-PWM正激变换器在稳态运行时,一个开关周期內的主要参量波形如图2。一个开关周期内大致可分为四个运行模式,即:

  在主开关S1开通前,箝位电容上的电压为Vc1=DVin/(1-D)(极性为下正上负)。这一阶段,箝位开关S2关断,箝位电容电流ic1=0。 S1导通后,S1开关管的漏极电位VD=0,变压器磁芯正向激磁,激磁电流im由第三象限的-Im向第一象限+Im过渡,iL1=im+Io/N,N为变压器原副边绕组匝数比N1/N2。变压器原边绕组电压VP=VS,能量由输入电源Vin经过变压器传送到负载。

  主开关S1关断,S2开通前,由于VD为正,箝位开关S2随之可以ZVS开通,箝位电运行。箝位电容电压Vc1=DVin/(1-D),由于变压器能量对箝位电容储能的交换过程,使该电压有变化,Vc1=Vc1+ΔV,ΔV表示充放电过程中箝位电容电压纹波,主开关电压箝定在Vc1+Vin水平。箝位电容电流-ic1=im=iL1;ip=0,im由第一象限的+Im向第三象限-Im过渡,也即磁通复位过程。

  S1导通时间为DTs,变压器原边绕组承受电压为Vin;S1关断时间为(1-D)Ts,变压器原边绕组承受电压为-Vc1。由伏秒平衡关系可得:DTsVin=(1-D)Vc1,即Vc1=DVin/(1-D)。

  有源箝位正激变换器变压器磁芯工作在双向对称磁化状态,提高了磁芯的利用率,箝位电容的稳态电压随开关占空比而自动调节,因而占空比可大于0.5;Vo一定时,主开关管ֻ辅助开关应力随Vin的变化不大;所以,在占空比和开关应力允许的范围内,能够适应输入电压较大变化范围的情况。不足之处是增加了一个管子,使得电变得复杂。

  主电拓扑如图1 所示,它的箝位电容电压为:Vc1=DVin/(1-D),箝位电容的耐压要大于此值,容量只要足够大即可电的正常工作,在制作中,选用的箝位电容容量为47μF。控制芯片选用UC3823N实现PWM控制,控制芯片检测开关电流加上斜波信号(由PWM输出信号14脚生产)送至芯片的电流端(7 脚);电压信号经取样电阻分压和误差放大器补偿产生一输出信号(3脚),此信号与7脚信号比较后产生输出占空比信号PWM,再由脉冲变压器隔离和原边驱动器UC1707产生两列互补驱动且死区可调的脉冲驱动变换器的主管S1和箝位管S2。合适的参数设计,尤其是电压补偿器及斜波补偿的选择将使系统稳定可靠地工作。